電圧利得１２０ｄｂ、出力インピーダンス＝０Ω、周波数特性が∞にフラット（＝時定数が０個）のほぼ理想的なオペアンプでＲＩＡＡイコライザー回路をドライブする。ＮＦ型イコライザーではこの回路がＮＦＢ素子になる。

左が電圧出力アンプドライブ。右はオペアンプ出力にシリーズに２０ＭΩの抵抗を挿入し電流出力アンプドライブにしたもの。

アンプ出力電圧とその位相、ＮＦＢ素子通過後のＲ３（Ｒ１３）における電圧＝帰還電圧とその位相を観る。

両方の結果を一挙に表示したのでちょっと見にくい。が、中央に横に倒したひょうたんのようになったグラフが完全に線対称であることが分かる。そのために敢えてこうしてみたのだ。

次に電圧出力の場合と電流出力の場合を別々に表示する。

最初に電圧出力アンプ。

グラフ上から、縦軸１２０ｄｂのところにある直線がアンプ出力の電圧利得である。
電圧利得１２０ｄｂのオペアンプ入力に１ＶＡＣを入力したので、出力の電圧利得は正に１２０ｄｂとなる。周波数特性無限大のオペアンプであるから、現実の場合のように高域で電圧利得が小さくなるということがない。だから横一線の直線となる。

次に、右上がりとなっている線がＮＦＢ素子通過後のＲ３における電圧利得。これが即ちＮＦＢ回路の帰還電圧だ。その利得は１０Ｈｚで約５７ｄｂであり、周波数とともに上昇して１ＭＨｚ付近でアンプ出力電圧利得と同じ１２０ｄｂとなる。

この帰還電圧の特性がＮＦＢ帰還回路で作った逆ＲＩＡＡ特性だ。

だからこの帰還電圧をアンプの反転入力に加えるとアンプクローズド電圧ゲイン特性がＲＩＡＡ特性となるのだ。それが、ここではアンプ出力電圧から帰還電圧を引いてその状態をシミュレーションした、グラフで右下がりになっている線。

このように、電圧出力アンプでＮＦ型によりＲＩＡＡイコライザー特性を得るためには、ＮＦＢ量は高域ほど逆ＲＩＡＡ特性で多くなるのが必然なのだ。１ＭＨｚではＮＦＢ帰還量はアンプの利得とイコールになっているから、即ち１００％帰還ということになり、結果クローズドゲインは０ｄｂとなる。グラフのとおりだ。
これが第１点。

次に、中央で２つの山をなしているのが帰還電圧の位相である。
最後に、０ｄｂのところの直線がアンプ出力電圧の位相だ。
このオペアンプは周波数特性∞の完全電圧出力アンプであるから、その出力電圧の位相は揺るぎなく０°。だから、山をなす帰還電圧の位相は完全にＮＦＢ回路自体の位相特性である。

「オーディオＤＣアンプ製作のすべて　上巻」のＰ８１、第２０図にβの周波数特性と位相特性の実測データが掲載されているので、これと見比べてみよう。
全体的に進み位相であり、１５０Ｈｚに６３°、２０ＫＨｚに８１°のピークがあり、４２Ｈｚから２３０ＫＨｚにかけて（実測では３２Ｈｚから１００ＫＨｚにかけて）位相が＋４５°を越えている。と、ほぼ同じ結果である。

電圧出力アンプでＮＦ型でＲＩＡＡイコライザー特性を得ると、ＮＦＢ帰還電圧の位相は必然的にこのような進み位相になる。
これが第２点。

この２点が、“理想ＮＦ型イコライザー”から見た場合の従来のＮＦ型イコラーザーの欠点ということになる訳だ。

ただし、これで帰還電圧の位相が１８０°以上も回るということではないから、発振等のＮＦＢに伴う分かりやすい問題を生じるものではない。ので、実用上は問題ない。のも事実ではある。

が、

電流出力アンプ。

電圧出力アンプでＮＦ型イコライザーを構成した場合のこのふたつの非理想的状態が完全に理想的になる、という魔法のようなことが電流出力アンプでＮＦ型イコライザーを構成すると可能になる。

グラフの一番上が電流出力アンプの出力点における電圧利得。なるほど。アンプ出力の電圧利得特性がそのままＲＩＡＡ特性となっている。

そして、グラフの縦軸２９ｄｂのところにある直線がＮＦＢ回路通過後のＲ１３における電圧利得＝帰還電圧の特性なのである。
なんと、ＮＦＢ量が周波数にかかわらず一定となるのだ。
これが第１点。

アンプ出力電圧から帰還電圧を引いてクローズドゲイン状態をシミュレーションしたのが、１０Ｈｚで６４ｄｂ付近から右下がりになっている線であるが、以上から当然の結果としてそれはアンプ出力電圧利得特性の線を平行移動したＲＩＡＡ特性になっている。

では、問題の帰還電圧の位相特性はどうか。
それは、グラフの縦軸０°のところでほぼ直線の線が帰還電圧の位相なのである。帰還電圧の位相がなんと周波数にかかわらず全域で０°なのだ。
これが第２点。

この２点、すなわち、全域で周波数にかかわらず一定量のNFBがかかり、しかもNFBの位相が全域で入力と位相差0°である。という正に理想的なNFBが実現されている。

これが理想ＮＦ型イコライザー。

では、電圧出力の場合に帰還電圧に現れた位相ズレはどこにいったのか？
それはアンプ出力点における位相の遅れとして現れる。それがグラフ一番下の２つの谷をなしている線だ。
これは、電圧出力アンプの場合の帰還電圧の位相特性と完全に線対称である。

ＮＦＢ回路入力点においての遅れ位相が、それと全く線対称のＮＦＢ回路の進み位相によってキャンセルされ、ＮＦＢ出力電圧位相＝帰還電圧位相は０°になってしまう。

これが理想ＮＦ型イコライザーの仕組み。というわけだ。

素晴らしい。

が、この世の現実界にある以上、やはり理想と現実の問題を考えなければならない。

イデアならぬ現実界には出力インピーダンスが無限大の電流出力アンプはない。上のシミュレーションでもその出力インピーダンスは２０MΩである。現実のアンプを作る場合、アンプ出力に２０MΩの抵抗を入れる訳にはいかない。２０MΩの出力インピーダンスを有する電流出力アンプも現実にはなかなか困難だろう。

だから、出力インピーダンスが２０ＭΩより低くなった場合はどうなるのか、が問題だ。

パラメトリックにＲ１４を２０ＭΩ、１０ＭΩ、５ＭΩ、２．５ＭΩ、１．２５ＭΩ、６２５ＫΩ、３１２．５ＫΩと変更して、理想と現実を観る。

どのグループも下から２０ＭΩ、１０ＭΩ、５ＭΩ、２．５ＭΩ、１．２５ＭΩ、６２５ＫΩ、３１２．５ＫΩの場合。

このNFB素子の定数でほぼ理想的な状態とするためには２０ＭΩの出力インピーダンスが必要なのだ。ということが分かる。

１０ＭΩでは最大２°、５ＭΩでは４°、２．５ＭΩでは８°、１．２５ＭΩでは１４°、６２５ＫΩでは２２°、３１２．５ＫΩでは３２°、帰還電圧の位相が進む。
合わせて帰還電圧自体も全域一定から、低域においてより減少してしまう。

要するに次第に電圧出力アンプに近づくということだ。

理想はそう簡単には実現しない。という現実がここでも分かる訳だが、これでも電流出力アンプでＮＦ型イコライザーを構成すれば、電圧出力アンプでNF型イコライザーを構成した場合に比較し遥かに理想的な状態が得られる。ということは明らかだ。

続いて、周波数特性が∞にフラット（＝時定数が０個）という非現実的な条件から離れ、高域特性に限界を有する普通のアンプをモデルに、さらに現実界の足元を観る。

先ずは電圧出力アンプによるＮＦ型イコライザー

回路は、２１年前のＮｏ−６９“最新超高速ＳＷレギュレーター採用ＤＣプリアンプ”のファーストイコライザーである。

今とは異なり、抵抗負荷の２段差動アンプ＋プッシュプルエミッタフォロアの構成である。これがＫ式第１世代の構成であるが、初段、２段目の定電流回路と初段のカスコードアンプが付加され、ほぼ第１世代の最終型だ。

使用トランジスタは別物だがモデルがないのでやむを得ない。が、シミュレーション上は問題ない。また、評価版の制限から初段定電流回路は電流源で代用してある。

2段目差動アンプの出力インピーダンスはほぼその負荷抵抗１５KΩに等しい。これが終段のプッシュプルエミッタフォロアによって低下し、アンプ出力では無帰還時でも低域で数十から数百Ω程度の出力インピーダンスとなるであろう。したがって、NFB帰還素子のインピーダンスとの相対的関係から電圧出力アンプである。

ＮＦＢ回路の１５００ｐＦにシリーズに抵抗が挿入されているが、ＮＦＢに伴う発振等の分かりやすい問題を回避するために必要な抵抗だ。これも理想と異なる現実への対応。その効能も探るためにシミュレーターのパラメトリック解析機能により、その抵抗＝Ｒ１３を０Ω、１．２ｋΩ、２．４ｋΩ、３．６ｋΩとした場合を一挙に観る。

一番上のグループがＮＦＢ回路出力点における電圧の位相。

やはり２カ所のピークがある進み位相になっている。のは、電圧出力アンプでドライブしていることの証だが、上の周波数特性∞の理想的オペアンプでドライブした場合と多少の違いがある。

低域側は１５０Ｈｚに６１°、は、上の完全電圧出力アンプの場合に同じだが、高域側は２０ＫＨｚより低い９ＫＨｚ付近で６１°程度のピークとなっている。線は４本あり、上からＲ１３が０Ω、１．２ＫΩ、２．４ＫΩ、３．６ＫΩの場合だが、高域側のピークはＲ１３の抵抗値が大きくなるほどに周波数が下がり、ピークも僅かに小さくなることが分かる。

また、周波数特性が無限大の理想的ＯＰアンプの場合との最大の違いは、可聴帯域以上の高域における位相が０°を越えて大きく遅れ位相に回転してしまっていることだ。こちらは周波数特性に高域限界を有する現実のアンプなのである。

上から２番目のグループがアンプ出力の電圧利得。低域では７４ｄｂ程度だが、これが１０ＫＨｚ付近から減少に転じている。要するに高域に時定数があるために有限の周波数帯域しかないのだ。これが現実だ。そしてこれが現実のアンプを使った場合に帰還電圧が高域で０°を越えて遅れ位相に回転してしまう理由なのだ。

現実はこうなのだが、高域で位相が遅れてしまうとなると、安定にＮＦＢを掛けるためには位相が１８０°回転する前にループゲインを１以下に沈めてしまわなければならない。という制約が課される。
この制約に対応するためには、理論的にか経験則からかループゲインが１になるポイントの遅れ位相を１２０°以内にすればとりあえず大体は安全ということになっているらしい。

そこで、その下のＸの如く交差している線のうち、左下から右上に上がっていくグループがＮＦＢ回路出力点における電圧利得＝帰還電圧なのだが、高域で４本に分かれ上からＲ１３が０Ω、１．２ＫΩ、２．４ＫΩ、３．６ＫΩの場合なのである。０Ω（すなわちＲなし）の場合高域で帰還電圧がアンプ出力電圧に等しくなるのだが、Ｒ１３をここにシリーズに挿入することによって高域での帰還電圧を制限している、ということである。

すなわち、左上から右下に下がっていく線のグループがアンプ出力電圧から帰還電圧を引いてクローズドゲイン状態をシミュレーションしたものということになるのだが、このＲ１３による高域帰還電圧の制限効果によって、Ｒ１３＝０Ωの場合高域でクローズドゲインが０ｄｂになるところ、R１３の値が大きくなるほどに高域でも利得を有するものとなり、Ｒ１３＝３．６ＫΩでは１８ｄｂ強のゲインを持つことになる、ということなのだ。

結果、その分、クローズドゲインの周波数特性が２０ＫＨｚ以上の高域でＲＩＡＡ特性から外れることが分かるのだが、ここまでのレベルであれば可聴帯域上限の２０ＫＨｚまでのＲＩＡＡ特性を保ったままで、ＮＦＢ安定性確保のための対策になるということなのである。

そのポイントは、オープンゲインがクローズドゲインにクロスするポイントでの帰還電圧の位相だ。

アンプオープンゲインの電圧利得特性と帰還電圧の位相特性を見た場合、Ｒ１３＝０Ω即ちＲ１３を挿入しない場合は、超高域でアンプのクローズドゲインは０ｄｂとなることから、アンプオープンゲインが０ｄｂになる周波数ポイントを見ると５５ＭＨｚ付近である。その点での帰還電圧の位相は−２３０°にも達しているから、これでは必ず発振してしまうであろうことが分かる。

Ｒ１３＝３．６ＫΩを挿入することによって、超高域でもクローズドゲインが１８ｄｂとなって、オープンゲインが１８ｄｂとなる周波数は１５ＭＨｚとなるので、そのポイントにおける帰還電圧の位相をみると−１３５°程度となっている。安全域の−１２０°を越えているが、これでギリギリ発振するかしないか程度の位相余裕が得られるわけだ。

が、これでも位相余裕が少ないので、かりに発振しなくとも場合によって発振しやすいであろう。例えば、出力に容量負荷がぶら下がったような場合には、簡単に発振してしまうということなのだ。実際、テスターの微少な内部容量が繋がっただけで発振してしまう場合があるので、アンプオフセットを調整するためにテスターを出力に繋ぐ場合は、発振しないようにテスター棒の先に数ＫΩ程度の抵抗を繋いでやるべし、ということだった。のはこういう訳だ。

NF型イコライザーは、高域でNFB量が増大するからNFB安定性を確保することが難しいので対策を講じる必要がある、ということの理屈はこういうことであり、１５００ｐFにシリーズに入れる抵抗R13はその対策であり、その効果はこういうことなのだ。

が、理想NF型イコライザーの視点で見ると、周波数によりNFB量が異なる（高域ほどNFB量が多い）点はどうにもならないが、帰還電圧の位相のずれは、アンプ自体の高域限界による位相遅れとNFB素子による位相進みが相殺されることにより、可聴帯域内での高域側の位相ずれがかえって小さくなっている、ということも事実として見ておく必要がある。

すなわち、ここでは非理想的状態が故に逆に理想的状態に近づいているので、まぁ、怪我の功名というべきものなのだが、Ｒ１３＝３．６ＫΩの状態で、位相が４５°を越える範囲は４５Ｈｚから１０ＫＨｚと、理想ＯＰアンプで電圧ドライブした場合より理想に近くなっているのである。

さて、この時期は、アッテネータの５０ＫΩがアンプの負荷となっていた。低出力インピーダンスの電圧出力になっているので影響はないと思うが、確認のためアンプ出力に５０ＫΩを繋いでみる。

全く同じだ。
電圧出力アンプであるから、こうでないとおかしいということではある。

分配型イコライザー方式はどうか。

分配型イコライザー方式とはＲＩＡＡイコライズ機能の低域上昇と高域下降を２つのアンプで別々に行う方式。その効能は帰還電圧の位相ずれがより少ない状態になるということだったのだが、それを確認してみる。

あわせて超高域における位相的なＮＦＢ安定性の面でも有利なのではなかろうか、と思えるのでその点も確認してみる。

先ずはファーストイコライザー。こちらは低域上昇を担当する。

帰還電圧の位相が、低域１５０Ｈｚで最大６０°程度の進み位相になるのは同じだ。
高域側の山は当然なくなるのだが、アンプの高域限界により４ＫＨｚ以上では遅れ位相になる。上の場合の高域側の進み位相の山が小さいのは、アンプ側の高域限界による遅れ位相が加わるからであることがこれで明確だ。

これで、帰還電圧の位相が４５°を越えるのは４５Ｈｚから４００Ｈｚまでである。

ＲＩＡＡの高域下降側のイコライザー機能を有しないので、１ＫＨｚ以上でも４３．５ｄｂのクローズドゲインを有することになる。のが上の場合との大きな違いだ。

オープンゲインが４３．５ｄｂとなるポイントの帰還電圧の位相は−１０５°弱である。結果、上の場合に比べ分配型にしたことにより、ファーストイコライザーは位相的に遥かに安定である。ということになる。

だから、このアンプの場合は２段目差動アンプＴＲのＣｏｂが第１ポールを形成しているので手の入れようはないが、例えば２段目にカスコードアンプを付加して外付けコンデンサーで位相補正するようにすれば、分配型イコライザータイプとした場合のファーストイコライザーの位相補正コンデンサーの容量は、通常型イコライザーの場合よりかなり少量で済む筈だ。な〜んて、第２世代のＧＯＡアンプ以降はその方向に進んだ訳ですね。（＾＾）

次にセカンドイコライザー。こちらは高域下降を担当する。
状況はこれまでの結果で大概分かるので、帰還電圧制限抵抗Ｒ８は１．２ＫΩに固定して観る。

帰還電圧の位相は勿論低域で山になることはなく、高域で５．５ＫＨｚに５０°をピークとする山ができるものとなった。
位相が４５°を越える範囲は３ＫＨｚ〜９ＫＨｚである。
ファーストイコライザーの方が４５Ｈｚから４００Ｈｚであったから、分配型イコライザーの場合、帰還電圧の位相が４５°を越える範囲は４５Ｈｚ〜４００Ｈｚ＆３ＫＨｚ〜９ＫＨｚと、確かに通常タイプより狭い範囲になる。

やはり、帰還電圧の位相ずれがより少ない範囲に収まるという意味で、分配型イコライザー方式は通常タイプより理想に近い。ということが分かる。

さて、高域帰還電圧制限抵抗の働きにより、高域でもクローズドゲインは８ｄｂとなる。
オープンゲインが８ｄｂとなるポイントは９ＭＨｚであり、そのポイントでの帰還電圧の位相は−１２３°程度であろうか。これなら安全範囲であろう。
通常型では制限抵抗値を３．６ＫΩにしても−１３５°であったから、分配型はＮＦＢ安定性という意味でも通常型より有利であるということになる。予想どおりだ。

これがプリアンプの出力になるので、容量負荷耐性も探る。
容量負荷安定性を図るためにということで、この出力には４７Ωが挿入されているのである。その効果はいかなるものなのだろうか。

出力にシリーズの抵抗４７Ωの先に容量負荷を繋いで超高域の位相の動向を観る。
負荷容量はパラメトリックに１００ｐＦ、２００ｐＦ、４００ｐＦ、８００ｐＦ、１６００ｐＦである。２４９７を１０ｍ伸ばすと７００ｐＦ程度になることを想定したもの。

容量が大きくなるほどに帰還電圧の位相回転は早くなる。が、その程度はそう大きいものではない。また、負荷容量が大きくなるほどにオープンゲインが８ｄｂに沈むポイントも低くなるために位相的な安定性は確保される、と見て良さそうだ。

同様のことを出力にシリーズの４７Ωを外して行ってみる。
これで４７Ωの効果が分かる。

４７Ωの効果はかくも大きいのだ。
この場合は容量負荷が増えるほどにオープンゲインが８ｄｂに沈むポイントの位相回転が進み、１６００ｐＦの場合は−１８０°に達してしまう。
いずれ、どの段階かで発振が必至だ。

容量負荷安定性を確保するために、４７Ωは不可欠なものなのだ。

この際いにしえの抵抗負荷２段差動アンプの特性を観ておく。

低域でのオープンゲイン＝６１．２ｄｂ、第１ポール＝２２ＫＨｚの素直な特性だ。
電圧ゲインの殆どを２段目差動アンプが稼ぎ、そのＣｏｂがミラー効果で拡大された容量と、初段負荷抵抗の１８ＫΩ／／２段目差動アンプの入力インピーダンスによるポールが第１ポールを形成しており、他に別途の位相補正措置を講じる必要もなく４０ｄｂ程度のＮＦＢは全く安定に掛けられるオープンゲイン＆位相特性となっている。

各部の電流ゲイン。

−６５．２ｄｂで２本重なっているのが初段差動アンプの電流利得。−６５．２ｄｂ＝１／１３３３＝０．７５ｍＳであるが、１ＭＨｚ超領域まで時定数もなく破綻もない。

低域で−２２ｄｂで２本重なっているのが２段目差動アンプまででの電流利得だ。その下、低域で−３２ｄｂの線が出力Ｒ８点での電流利得だが、出力点では実際は電圧出力なのでその利得数値自体は意味がなく、周波数特性が２段目差動アンプ出力に相似である点に意味がある。

２段目までの電流利得は、−２２ｄｂ＝１／１２．６＝７９．４ｍＳということになる。したがって２段目までの電圧利得は７９．４ｍＳ×１５ＫΩ＝１，１９１倍＝６１．５ｄｂとなる。上で出力点での電圧ゲイン＝６１．２ｄｂであったから、終段エミッタフォロアで電圧ゲインが多少減衰することもあるから読みとり誤差を考えればピッタリだ。

それを負荷５０ＫΩの場合の電流ゲインとして表示されたのが−３２．２ｄｂの線であるが、−３２．２ｄｂ＝１／４０．７＝２４．５７ｍＳなので、電圧ゲインは２４．５７ｍＳ×５０ＫΩ＝１，２２８．５倍＝６１．８ｄｂと、これも読みとり誤差の範囲だ。この計算はどちらかというとどうでも良い。要は終段エミッタフォロアの周波数特性が非常に広帯域で、このアンプの第１ポールを形成しているのは２段目差動アンプのＴＲ２ＳＡ１０１５のＣｏｂによるものであることがこれで明らかなのである。

何気なさそうに見えるが、実は非常に吟味された定数設定がなされていることが分かる。

（ようやく、カラーでデータを取り込む方法が分かった。（＾＾）　＜　とろい。）

次に電流出力アンプ。

回路は、第２世代のＧＯＡタイプである。
回路は「オーディオＤＣアンプシステム　上巻」の“ＭＣ−ＦＭ用プリアンプ”の電源電圧を±１７．５Ｖにしたものと言えるだろうか。

スケルトン抵抗によるアッテネータが入ったイメージで５０ＫΩを出力に負荷してある。また、ＮＦＢ回路の１５００ｐＦにシリーズの抵抗はパラメトリックに０Ω、１．２ＫΩ、２．４ＫΩ、３．６ＫΩである。

電流出力アンプでＮＦＢ素子をドライブすると、オープンゲイン自体がＲＩＡＡ特性になる。

はずなのだが、低域でのオープンゲインの上昇が不十分だ。
このため、帰還電圧が低域で減少し、帰還電圧の位相も１２０Ｈｚで５２°というピークを有するものとなってしまっている。

なんと、電流出力アンプの事例は最初から理想に対する現実の厳しさを知るものになってしまった（＾＾；

これでは電流出力アンプでＮＦＢ素子をドライブするメリットが半減し、高域のピークはないものの、低域については電圧出力アンプでドライブした場合とあまり変わらない、という結果ではないか。

問題はその原因だが、それはひとえに５０ＫΩという低いインピーダンスのアッテネータを負荷としているためだ。
アンプが如何に電流出力（＝高出力インピーダンス）でもこの５０ＫΩが出力にパラになっていては、ＮＦＢ素子のドライブインピーダンスも５０ＫΩになってしまうのである。

これではアンプを工夫した努力が報われない。

実は、だから、理想ＮＦ型イコライザーのメリットを生かすためにはスーパーストレート型にならざるを得ない、ということなのである。

次に高域での位相の問題だが、可聴帯域以上の領域で帰還電圧の位相が回転してしまうのは高域限界を有する現実のアンプだから当然であり、この構成では１０ＭＨｚ超の領域で急激になっている。
１５００ｐＦにシリーズの抵抗がない場合、１ＭＨｚ以上の高域でクローズドゲインが０ｄｂ（＝１００％帰還）となるが、この場合オープンゲインが０ｄｂとなるポイントは７０ＭＨｚであり、そのポイントでの帰還電圧の位相は−２１０°まで回転しているからまず確実に発振することになる。

したがって、シリーズの抵抗が必要になる訳だが、１．２ＫΩの場合帰還電圧の位相回転は−１３０°である。ぎりぎりという感じである。３．６ＫΩであれば−１００°に収まるから完全に安全だ。が、Ｋ先生の設定は大体がギリギリ。“ＭＣ−ＦＭ用プリアンプ”も１．２ＫΩとなっている。“ＭＣ−ＦＭ用プリアンプ”ではその出力に容量負荷対策で４７Ωが挿入されているが、これなら１．２ＫΩを３．６ＫΩとすれば４７Ωは省略できるように思える。その方が１個信号にシリーズの抵抗が省略出来て良さ気に思えるのだがどうだろう。

スーパーストレート型にすれば、フラットアンプまたはセカンドイコライザーの入力抵抗８２０ＫΩが出力にパラの負荷となることになる。
これならどうか。

残念ながら、これでも８２０ＫΩがパラに入ることにより、ＮＦＢ回路のドライブインピーダンス≦８２０ＫΩとしかならないのだ。したがってアンプ自体の出力インピーダンスが如何に高かろうと低域でのオープンゲインの上昇は理想からは外れる。結果、７０Ｈｚに３１°程度とはいえ、帰還電圧の位相に低域のピークが生じてしまう。

これが現実なのだが、相対的にはかなり理想的な状態であることも確かだ。ＮＦＢ量も可聴帯域では大分一定に近づいている。低域で−１０ｄｂ程度の乖離しかない。

電流ドライブによる理想ＮＦ型イコライザー。電圧ドライブに比較すれば遥かに理想的であることは確かである。

なお、高域での位相状況は上の場合と同様である。

上の方で、“分配型イコライザータイプとした場合のファーストイコライザーの位相補正コンデンサーの容量は、通常型イコライザーの場合よりかなり少量で済む筈だ。な〜んて、第２世代のＧＯＡアンプ以降はその方向に進んだ訳ですね。（＾＾）”と書いたので、ここで、この通常型の場合位相補正コンデンサーに１０ｐＦが必要で、分配型とした他のＧＯＡＭＣプリではこれが２ｐＦになっている理由を探る。

２ｐＦではオープンゲインの高域ゲインが大きくなるものの帰還電圧の位相回転は変わらないので、結果１５００ｐＦにパラの抵抗が３．６ＫΩの場合でも位相回転が−１７０°に達してしまう。だからこのままＮＦＢを掛けると発振してしまうのだ。

が、分配型であれば超高域でのクローズドゲインも４２ｄｂとなることから、位相回転も−１００°に収まる。
だから、位相補正は２ｐＦで良いのだ。ということが分かる。

分配型にすればさらに理想に近づくだろうか。

まずは低域上昇を担当するファーストイコライザー。

ここでＮＦＢ素子の定数が変わった。負荷に８２０ＫΩをパラにせざるを得ない現実に対処するため、ＮＦＢ素子自体のインピーダンスを下げて理想に近づこうとしたものだ。

ＮＦＢ素子のインピーダンスを下げた効果だ。
帰還電圧の位相の低域のピークは６０Ｈｚで２０°のピークにとどまり、ＮＦＢ量も低域で−６ｄｂ以内の差に収まっている。

が、分配型ではファーストイコライザー側にＮＦＢ素子高域側による位相進み効果がないため、帰還電圧位相が２０ＫＨｚで−３０°の遅れとなっており、この点通常型より理想との乖離が大きいという現実も見ておく必要がある。

分配型のセカンドイコライザーはどうか。

ここでは負荷にパワーアンプが繋がるイメージで８２０ＫΩをパラに繋いである。

う〜ん、デリシアース、素晴らしい。（＾＾；
帰還電圧の位相はなんと低域から２０ＫＨｚまで−１０°以内である。ＮＦＢ量も低域から５０ＫＨｚ程度までほぼ一定と言っていいぐらいだ。
なんとも理想的な特性になった。

高域の位相特性は、位相補正の５ｐＦとＮＦＢ回路に入れた１．２ＫΩによってオープンゲイン８ｄｂポイントで位相回転−１２０°と適切に補償されている。

電流出力アンプであるＧＯＡ回路による分配型イコライザーは、上のファーストイコライザーと合わせて、実に理想的ではないか。（＾＾）

が、周知のとおり、分配型イコライザーは捨てられたのである。歴史の海に沈んだまま二度と浮かび上がって来ることはなさそうだ。

何故か？
ＶＧＡ＝バリアブルゲインコントロール方式が登場したためである。と言っても間違いではない。が、正確ではない。

残念ながら、現実にはセコンドイコライザーの負荷を８２０ＫΩには出来ないのである。ここに電流出力アンプの場合に分配型イコライザー方式が捨てられざるを得ない本質的理由がある。

プリアンプはイコライズ機能の他に、音量調整機能と次に繋がる機器をドライブするための低インピーダンスドライブ能力が求められる。
これを果たすためには本当はアンプ自体は電圧出力である方が良いに決まっているのである。
これをＫ式では理想ＮＦＢ特性を得るために電流出力アンプで行おうとするのだから、どこかで無理が生じるし、理想との乖離も生じる。

ファーストイコライザーとセコンドイコライザーの間を理想ＮＦを得るためにスーパーストレート方式にすれば、セコンドイコライザーは音量調整機能と低負荷ドライブ能力を共に果たさなければならない。実際出力に数１０ＫΩのボリュームやインピーダンス１０ＫΩのチャンネルデバイダーが繋がれるのである。

であれば、負荷にパラなのは８２０ＫΩではない。まぁ１０ＫΩとしなければならないだろう。

結果・・・

４ＫＨｚに４０°のピークが生じてしまった。
帰還電圧のピークは４０°以内とやや少ないが、殆ど上の電圧出力アンプでの分配型イコライザーの場合と変わらなくなってしまった。

パラに繋がる負荷インピーダンスがさらに下がるほどに一層電圧出力アンプの場合に近づいていくだろう。すなわち、電流出力アンプでの分配型イコライザー方式では高域側について電流出力でドライブすることによる理想ＮＦ型イコライザーの実現が、実際は諸般の事情で困難なのだ。という現実

これならば、分配型にするよりファーストイコライザー側にＮＦＢイコライズ機能を集中する方がよほど合理的である。上のシミュレーション結果と比べればその方がより理想的であることが明白に分かる。

だから、電流出力アンプとなって、ＧＯＡ後期にプリアンプは最終的にイコライザー＋フラットアンプの構成に戻ったのだ。

分配型イコライザーは電圧出力アンプを使用していた第１世代でこそ意味があるものだったのである。

結果、電流出力アンプの出現によって、分配型イコライザーは歴史の海に沈んだのだ。

残念ではあるが、「オーディオＤＣアンプシステム」に多数掲載されている分配型イコライザーは、実は１．５世代のものなのだ。ということになるのである。

では、ＧＯＡのＭＣプリが本当に第２世代になったのはいつか？と言えば、ＭＪ１９９０年６月号のＮｏ−１１６“スーパー・ストレート・プリアンプ”でＶ・Ｇ・Ａが登場したとき。

これがそのＮｏ−１１６のフラットアンプのイメージである。
既に２段目のカレントミラーがフィードバック型になっている。

早速オープンゲインの周波数特性、位相特性を観る。

負荷は、当時のスケルトン抵抗によるＶＧＡのイメージで、パラメトリックに６．１ｋΩ、８．３ｋΩ、１２．２ｋΩ、１７．８ｋΩ、２６ｋΩである。

その周波数特性のシミュレーション結果は、ＭＪ同号３９ページにある図１４、Ｎｏ−１１６のフラットアンプの実測周波数特性とうりふたつだ。
ＰＳｐｉｃｅシミュレーター、実に恐るべし。

その図１４は高域１００ｋＨｚまでだが、このシミュレーションでは１ＧＨｚまで表示させている。また図１４には位相特性はない。このシミュレーターがあってはじめて観ることができた姿なのだ。

と、これは余計なことだったが、結果は、Ｎｏ−１１６のフラットアンプ、実に素直な特性を持ったアンプであることが分かる。位相補正も適切で高域まで時定数が１つしかないが如きの６ｄｂ／ｏｃｔの減衰直線が続いている。が、位相特性を見れば１ＭＨｚ以降に第２ポール以上のポールの存在が分かる。

結果、位相回転が−１２０°となるのは１０ＭＨｚ付近なので、この構成でクローズドゲイン１０ｄｂ設定でも安定に動作するであろうことが分かる。すなわち、５０〜６０ｄｂのＮＦＢが安定に掛かるということだ。

各部の電流ゲインを観る。

負荷はいくらでも良いのだが、１０ＫΩとした。

２段目差動アンプの出力電流利得とカレントミラー折り返し出力電流利得がかなり良く揃っている。フィードバック型カレントミラーはやはり精度が高いようだ。

これを見ることにより、１０ＫＨｚ超付近の位相補正による第１ポールと、１ＭＨｚ超付近のベータ遮断周波数による第２ポールの存在が分かる。
のだが、その結果としてのアンプ出力での電流利得についてはｆｏ＝２２ＫＨｚ程度ワンポール減衰特性になる。不思議だ。が、この結果が上の出力利得の周波数特性と位相特性なのだ。

さて、このプリアンプの出力の容量負荷耐性も観る。
このアンプにも容量負荷安定性を図るためにその出力には４７Ωが挿入されている。

出力にシリーズの抵抗４７Ωの先に容量負荷を繋いで超高域の位相の動向を観る。
負荷容量はパラメトリックに１００ｐＦ、２００ｐＦ、４００ｐＦ、８００ｐＦ、１６００ｐＦとこれまでの場合と同じである。

ＶＧＡなので面倒なのだが、先ず音量最低位置、すなわち負荷抵抗６．１ＫΩでクローズドゲイン９ｄｂ設定の場合である。

上で見たとおり、位相特性−１２０°までの安全範囲はそもそもクローズドゲイン１０ｄｂまでだったのだからそれを９ｄｂに設定するのはそもそも危ないと言えるのだが、案の定容量負荷が加わったこともあって１００ｐの場合でも位相が−１４０°を越えてしまう。

が、それを除けば４７Ωの効果で容量が増える程に安定方向になる。という結果だ。

いずれギリギリだ。作りによって発振するというＫ式の特徴はこの辺が理由であるわけだ。（＾＾；

こちらは４７Ωがない場合。

いずれも−１５０°を越える。簡単に発振しそうだ。その意味で４７Ωは必要なのだ。

これも同じだが、音量最大位置、即ち負荷抵抗２６ｋΩで、クローズドゲイン２２ｄｂ時のイメージである。

負荷容量はパラメトリックに１００ｐＦ、２００ｐＦ、４００ｐＦ、８００ｐＦ、１６００ｐＦと同じ。

負荷が大きくなりゲインが大きくなるのでクローズドゲイン２２ｄｂといっても安全ではない。

が、オープンゲイン２２ｄｂポイントではみな位相は−１２０ｄｂ以内であるから大丈夫だ。

が、４７Ωをとってしまうと、少し危険方向になる。やはり４７Ωは必要なのだ。

電流出力アンプの２番目は、現代の完全対称型だ。

新単行本掲載の高出力ＭＣプリアンプをモデルにする。

現代ＭＣプリアンプも、構成はスーパーストレート方式のＲＩＡＡＥＱアンプ＋ＶＧＡフラットアンプである。
理想ＮＦ型イコライザー方式のＭＣプリアンプでは最も合理的な構成だからだ。

まず、イコライザーアンプ。

低域においてオープンゲインの伸びが不十分なため、ＮＦＢ量が−８ｄｂ乖離し、また、帰還電圧の位相も６０Ｈｚに２８°程度のピークが生じている。
が、１０Ｈｚから２０ＫＨｚの可聴帯域で帰還電圧の位相のずれはプラス２８°からマイナス１０°の範囲に収まっていることを見なければならない。結果、ＮＦＢ量も３００Ｈｚから３０ＫＨｚ程度まではほぼ一定なのだ。

現実の制約の中ではかなり理想的な“理想ＮＦ型イコライザー”が実現されている。と私には思える。

が、高域特性の限界から来る位相回転の方は使用素子が同じであるから基本的にいにしえと同じだ。
初段でステップ型位相補正がなされているのもの、オープンゲインが０ｄｂに沈む１．５ＭＨｚ付近では帰還電圧の位相が−１６０°近くまで回転している。

う〜ん。これにはＮＦＢ回路の１５００ｐＦにシリーズの抵抗が入れられていないのだが、これでは発振してしまいそうなのだが・・・、どうだろうか。
作っていないので分からない。（＾＾；
実はＮｏ−１６８のイコライザーをシミュレートしても位相的にはこれと大同小異の結果になるのである。が、我が実機は全く安定に動いている。ので、どこかに見落とした相違があるのかもしれない。

こちらはフラットアンプ。

負荷はバリアブルゲインコントロールのイメージでパラメトリックに１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩ、３２ｋΩ、６４ｋΩである。

第２世代のＧＯＡ回路によるＶＧＡフラットアンプはクローズドゲインを０ｄｂまで絞ることができなかったが、最新の完全対称型回路によるＶＧＡフラットアンプは０ｄｂまで絞れることがこれで分かる。

この完全対称型フラットアンプについても容量負荷耐性を観ておこう。

負荷は１０ＫΩに固定して、これもパラメトリックに１００ｐＦ、２００ｐＦ、４００ｐＦ、８００ｐＦ、１６００ｐＦを出力にパラに繋いだ場合である。

これには直列の４７Ωはない。

直列の４７Ωがなくとも−１３０°以内であるから大丈夫だ。
が、完全対称型が一般的に容量負荷に強いということではない。各種構成の仕方によるのであって、ここでは上手く容量負荷耐性が獲得されている、ということなのである。

最後に、各プラットアンプで２ウェイチャンネルフィルター（ｆｃ＝６００Ｈｚ）をドライブし、周波数特性、位相特性を観る。
“オーディオＤＣアンプ製作のすべて”第７章図６６と同じになるか。

Ｎｏ−６９

１００ＫＨｚ超の領域でアンプの高域限界による乖離が顕著になる。

次にＮｏ−１１６

同様だが、アンプの構成が２段とシンプルなせいか、超高域も素直に思える。

高出力ＭＣプリのフラットアンプ

１００ＫＨｚ超の領域での特性で波打っている。数百ＫＨｚに何らかの位相回転要素があるようだ。終段にゲインがあるせいだろうか。

（２００３年５月１７日）